三相调制逆变电路的基本工作

2023.12.06

逆变电路中开关器件反向恢复特性的重要性
三相调制逆变电路的基本工作

本文的关键要点

・在逆变电路工作时，会产生体二极管的反向恢复电流。

・反向恢复时间和反向恢复电流过大会导致损耗增加，这对于逆变电路而言是一个不利因素。

・通过使用反向恢复时间和反向恢复电流峰值小的MOSFET，可以减少逆变电路中的损耗，降低MOSFET损坏的风险。

本文将为您介绍第二个主题“三相调制逆变电路的基本工作”。在上一主题中已经提到过，从本文开始我们将以电机驱动中常用的“正弦波驱动（三相调制）方式”为例进行讲解。

■逆变电路的种类和通电方式
■三相调制逆变电路的基本工作
■通过双脉冲测试比较PrestoMOS™与普通SJ MOSFET的损耗（实际测试结果）
■通过三相调制逆变电路比较PrestoMOS™与普通SJ MOSFET的效率（仿真）

图6为U相的三相调制逆变电路时序图。由于在U相呈正极性时High Side（Q1）会进行励磁，因此栅极驱动信号的占空比会随着接近U相电流峰值而逐渐增加，随着接近负极性而逐渐减小，并在U相呈负极性时进行续流。当U相呈负极性时则相反，Low Side（Q2）会进行励磁，并在U相呈正极性时续流。

在这种驱动模式下，V相和W相也执行同样的PWM工作和续流工作，因此具有三相在AC输出的任何时间点均可进行切换的特点，称之为“三相调制”。

各开关时间点的占空比D(t)可以使用逆变器输
出AC频率f和相位差θ，通过以下公式表示：

D(t)=D_max sin⁡(2πft+θ) ・・・・・・・・・（1）

其中，D_max是AC输出峰值时的占空比，被称为“调制因数”。

图7为U相电流峰值附近（正极性）的U相电流波形和各相晶体管（Q1/Q2、Q3/Q4、Q5/Q6）的栅极驱动波形。

下面我们将U相电流峰值附近用来在电感器中积蓄能量的励磁开关——U相High Side（Q1）从ON到OFF再到ON的区间，分为（1）～（13）个工作模式分别进行说明。下面的图表示从U相看的电流路径变化。

	Mode（1） Q1、Q4、Q6 为ON，Q2、Q3、Q5 为OFF。 Q4和Q6的漏极电位变为0V。 Q2的漏极电位变为V_in，U相电感器L_U被施加V_in电压。励磁电流流过L_U，使L_U中积蓄电能。
	Mode（2） Q1、Q6为ON，Q2、Q3、Q4、Q5为OFF。 Q6的漏极电位继续保持0V状态。在被L_U的励磁电流励磁过的L_V中，续流电流因Q4 OFF而经由Q3的体二极管流过L_V。由于该续流电流和流向L_W的励磁电流，L_U中会流过励磁电流和续流电流。
	Mode（3） Q1、Q3、Q6为ON，Q2、Q4、Q5 为OFF。 Q6的漏极电位继续保持0V状态。 Q3 ON，流经Q3体二极管的续流电流会流过Q3的通道，从而实现同步整流工作。 L_U中继续流过励磁电流和续流电流。
	Mode（4） Q1、Q3为ON，Q2、Q4、Q5、Q6为OFF。在被L_U的励磁电流励磁过的L_W中，续流电流因Q6 OFF而经由Q5的体二极管流过L_W。这样，L_V和L_W变为续流状态，该续流电流的合成电流使流过L_U的电流得以保持。
	Mode（5） Q1、Q3、Q5 为ON，Q2、Q4、Q6 为OFF。 Q5 ON，流经Q5体二极管的续流电流会流过Q5的通道，从而实现同步整流工作。此时，L_V和L_W继续保持续流状态，流过L_U的电流得以保持。
	Mode（6） Q1、Q3为ON，Q2、Q4、Q5、Q6为OFF。首先，Q5 OFF，使续流电流再次流经Q5的体二极管，并通过与Mode（4）相同的电流路径流动。
	Mode（7） Q1、Q3、Q6为ON，Q2、Q4、Q5 为OFF。 Q6再次ON，使Q6的漏极电位被下拉至0V。通过拉低Q6的漏极电位，L_U引脚间再次被施加V_in电压。电流路径变为与Mode（3）相同的路径，L_U中流过续流电流和励磁电流。
	Mode（8） Q1、Q6为ON，Q2、Q3、Q4、Q5为OFF。 Q3再次OFF，使续流电流流过Q3的体二极管。电流路径变为与与Mode（2）相同的路径，L_U中继续流过续流电流和励磁电流。
	Mode（9） Q1、Q4、Q6 为ON，Q2、Q3、Q5 为OFF。 Q4再次OFF，使Q4的漏极电位被下拉至0V。电流路径变为与Mode（1）相同的路径，不再流过续流电流。 L_U、L_V、L_W变为励磁状态，很大的励磁电流再次流过L_U，并将电能积蓄在L_U中。
	Mode（10） Q4、Q6为ON，Q1、Q2、Q3、Q5为OFF。 Q1 OFF，使流过L_U的励磁电流停止流动。此时，由于L_U中积蓄着电能，因此续流电流会经由Q2的体二极管流动。
	Mode（11） Q2、Q4、Q6为ON，Q1、Q3、Q5为OFF。 Q2 ON，使流经Q2体二极管的续流电流流过Q2的通道，从而实现同步整流工作。续流电流由于L_U中积蓄的电能而继续保持流动。
	Mode（12-1） Q4、Q6为ON，Q1、Q2、Q3、Q5为OFF。 Q2 OFF，使续流电流再次流过Q2的体二极管。续流电流由于L_U中积蓄的电能而继续保持流动。
	Mode（12-2） Q4、Q6为ON，Q2、Q3、Q5为OFF。 Q1从OFF状态变为ON状态的模式（Mode）。由于Q1会在Q2体二极管续流期间导通（ON），因此会在Q1的通道和Q2的体二极管中产生反向恢复电流。该反向恢复电流会导致导通时产生开关损耗。反向恢复电流结束流动后，会进入Mode（13）。
	Mode（13） Q1、Q4、Q6 为ON，Q2、Q3、Q5 为OFF。当反向恢复电流结束流动时，电流通过与Mode（1）相同的路径流动。由于励磁电流流过L_U，因此电能再次被积蓄在L_U中。

通过这样的工作过程，会产生Mode（12-2）中那样的体二极管反向恢复电流。Q1～Q6都会产生该体二极管的反向恢复电流，因此对于逆变电路而言，反向恢复特性的好坏非常重要。该反向恢复电流的不良影响如下：

●当反向恢复电流（峰值电流）较大时，
例如像Mode（12-2）所示，当Q1导通时，会流过Q2的反向恢复电流。如果反向恢复电流峰值I_rr较大，则Q1中将流过过大的电流。此时，如果超过MOSFET的额定值（如果电流密度变大），漏极-源极之间将发生短路，处于桥臂短路状态，可能会导致Q1和Q2的MOSFET损坏。

●在反向恢复时间较长的情况下，
流过体二极管的反向恢复电流时，在Mode（12-2）下，当Q2的体二极管导通时，Q1的漏极和源极之间将被施加V_in量的电压。此时的导通开关波形如图11所示。反向恢复时间t_rr越长，导通时Q1的漏极电流I_D(t)流动的时间越长，在漏极和源极之间施加电压V_DS(t)的时间越长。此时的开关损耗P_SW通过下列公式来表示（TS为1个开关周期）。

P_sw=1/T_S ∫▒I_D (t)×V_DS (t)dt ・・・・・・・（2）

三相変調インバータ回路の基本動作。MOSFETターンON波形（L負荷動作時）

从公式（2）可以看出，损耗能量E_ON是I_D(t)和V_DS(t)的积乘以时间所得到的面积分，可见，反向恢复越慢，开关损耗越大。在逆变电路中，流过电感器的电流会变为正弦波状，因此导通时的反向恢复电流会随开关时序发生变化。也就是说，越接近正弦波峰值附近，反向恢复电流越大。所以，对于在正弦波峰值附近的开关工作，要特别注意反向恢复电流引起的损耗会增加这一情况。

综上所述，反向恢复时间和反向恢复电流过大对于逆变电路而言是一个不利因素。通过使用反向恢复时间短且反向恢复电流峰值小的MOSFET，可以减少逆变电路中的损耗，并降低开关器件损坏的风险。

通常而言，会通过双脉冲测试对逆变电路的单桥臂进行评估。在下一篇文章中，我们将通过双脉冲测试对反向恢复特性优异的MOSFET和普通SJ MOSFET的损耗进行比较。

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