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在电动汽车（EV）、数据中心、基站、智能电网等领域，为提升便利性，电源的高电压化和大容量化趋势显著。然而，从应对全球环境问题的视角看，降低能源损耗已成为至关重要的课题。这些应用会通过将电力转换将所供电力转换为适当的值来使用，但在电力转换过程中会产生能量损耗。在高电压大容量应用中，其损耗绝非微不足道。近年来，降低电力转换过程中的能量损耗（即提高电力转换效率）已成为迫切需求。

当前备受瞩目的SiC功率半导体，因其可实现高频工作、支持高电压大电流且能量损耗低，而成为提升电力转换效率的重要技术。ROHM面向各种应用领域提供SiC功率半导体产品。在SiC MOSFET领域，已经发布第4代产品，为降低电力转换中的损耗做出了巨大贡献。

本文将介绍在常规的降压型DC-DC转换器及电动汽车应用中，采用最新的第4代SiC MOSFET器件所带来的损耗降低效果。

第4代SiC MOSFET的特点

ROHM推出的SiC MOSFET第4代产品，进一步改进了第3代确立的沟槽栅极结构，实现了更低的导通电阻和更出色的高速开关特性。为了更好地了解第4代SiC MOSFET使用效果，我们先来了解一下其特点。

改善短路耐受时间并实现低导通电阻

第4代SiC MOSFET通过进一步优化ROHM自有的双沟槽结构，改善了电动汽车牵引逆变器等应用所需的短路耐受时间，与第3代产品相比，导通电阻降低了约40%。
第4代产品实现了业界超低的导通电阻。

寄生电容显著减少，开关损耗更低

通过大幅降低栅极-漏极间电容（Cgd），相较第3代产品，开关损耗可降低约50%。

通过采用15V栅-源电压驱动，提升了设计的便捷性

第4代SiC MOSFET将驱动MOSFET所需的栅-源电压V_GS降低至15V。第3代及之前的产品的驱动电压为18V，而第4代支持15V驱动，使得应用产品的设计变得更加便捷。

相关信息

关于SiC MOSFET产品阵容和服务支持信息，参阅以下内容：

◆SiC MOSFET产品页面
https://www.rohm.com.cn/products/sic-power-devices/sic-mosfet#easyPartFinder

◆ 关于第4代SiC MOSFET
https://www.rohm.com.cn/products/sic-power-devices/sic-mosfet#supportInfo

◆ 第4代SiC MOSFET相关的支持信息
https://www.rohm.com.cn/products/sic-power-devices/sic-mosfet#anc-02

 

 

在降压型DC-DC转换器中使用第4代SiC MOSFET的效果

接下来，我们将介绍在常规的降压型DC-DC转换器中使用第4代SiC MOSFET的效果。

在“电路工作原理和损耗分析”中，将介绍开关损耗、导通损耗、体二极管损耗、反向恢复损耗等损耗的发生机制。接下来，在“DC-DC转换器实机验证”中，将通过使用评估板进行的实机验证来展示使用第4代SiC MOSFET时的效率提升效果。

电路工作原理和损耗分析

第4代SiC MOSFET相较于第3代，其开关速度提升尤为显著。而这非常有助于降低开关损耗。图3（a）是降压型DC-DC转换器的框图，图3（b）是其开关波形。

如图3（b）所示，DC-DC转换器中的功率器件\(S_H\)和\(S_L\)的损耗包括开关损耗\(P_{sw}\)、导通损耗\(P_{cond}\)、体二极管损耗\(P_{body}\)、反向恢复损耗\(PQ_{rr}\)以及\(C_{oss}\)损耗。（※由于Coss\(C_{oss}\)损耗很小，因此图中省略了Coss损耗）

在技术规格书中，开关损耗通常表示为\(E_{on}\)和\(E_{off}\)的每个脉冲所消耗的能量。这个指标在初期设计阶段进行损耗粗略估算时很有用。在具体设计中，需要严谨地计算出在高电压输入和高频条件下的损耗。栅极电压值、栅极驱动器的Sink/Source电阻值、外置栅极电阻值等几Ω的值，会在几ns（纳秒）量级影响到开关时间（\(T_{rise}\)/\(T_{fall}\)）。而这最终会导致损耗显著变化，因此栅极驱动器的优化设计将需要用到SiC MOSFET的高速开关特性。

高边SiC MOSFET SH产生的损耗

开关损耗仅由高边SiC MOSFET \(S_H\)产生，通过公式（1）表示。下面来讲解其机理。

\(P_{sw} = \displaystyle \frac{1}{2} V_{in} I_1 T_{rise} f_{sw} + \displaystyle \frac{1}{2} V_{in} I_2 T_{fall} f_{sw}\)　(1)

在State 1【图3（b）中的T期间编号，下同】，栅极电压\(V_{GS}\)施加在高边SiC MOSFET（\(S_H\)）上，当在State 2超过阈值\(V_{GS(th)}\)时，电感电流将开始迅速流向\(S_H\)的通道，达到\(V_{GS(on)}\)（平台电压）之前的短短几纳秒内即可达到负载电流\(I_o\)。然后在State 3（电压平台期）期间通道开通，\(V_{DS}\)达到零伏。State 2 和State 3期间是公式（2）中所示的导通时的开关期间Trise。在技术规格书中通常不会给出State 2的电荷量，所以在公式（2）中电荷量是通过\(Q_{gs}\)估算的，用系数\(k\)进行调整（通常\(k\)取值为1/3-1/4）。

另外，栅极电流\(I_{g\_on}\)是由栅极驱动器电压\(V_{GS}\)和栅极导通电压\(V_{GS(on)}\)之间的电位差以及那里存在的电阻量决定的，因此可通过公式（3）来计算。公式中的\(R_{src}\)表示栅极驱动器的源极电阻，\(R_{g\_ext}\)表示外置栅极电阻，\(R_{g\_int}\)表示SiC MOSFET内部栅极电阻。

\(T_{rise} = \displaystyle \frac{\frac{1}{k} Q_{gs} + Q_{gd}}{I_{g\_on}}\)　(2)

\(I_{g\_on} = \displaystyle \frac{V_{GS} – V_{GS(on)}}{R_{src} + R_{g\_ext} + R_{g\_int}}\)　(3)

（后面再讲State 4）

栅极电压下降，进入关断状态（State 5-6）。该\(T_{fall}\)期间由公式（4） 表示。需要注意的是，如公式（5）所示，\(T_{fall}\)期间的栅极电流\(I_{g\_off}\)的分子只有\(V_{GS(on)}\)。一般情况下，关断时间会稍长。公式中的\(R_{snk}\)表示Sink电阻。

\(T_{fall} = \displaystyle \frac{\frac{1}{k} Q_{gs} + Q_{gd}}{I_{g\_off}}\)　(4)

\(I_{g\_on} = \displaystyle \frac{V_{GS(on)}}{R_{src} + R_{g\_ext} + R_{g\_int}}\)　(5)

在可以将其视为电感负载类的恒流源的情况下，由于电流波形波\(I_D\)和电压波形\(V_{DS}\)变化的时序不会重叠，因此公式（1）中开关损耗\(P_{sw}\)的系数为1/2。

另外，在该\(T_{rise}\)期间，由于存储在漏-源电容\(C_{ossH}\)中的电荷会在通道中短路，因此会产生公式（6）所示的充放电损耗\(P_{cossH}\)。

\(P_{Coss\_H} = \displaystyle \frac{1}{2} C_{Coss\_H} \cdot V_{in}^2 \cdot f_{sw}\)　(6)

在State 4中，在高边SiC MOSFET \(S_H\)完全导通期间产生导通损耗\(P_{condH}\)[公式（7）]。此时的有效电流使用占空比D（=\(V_o\)/\(V_{in}\)）通过公式（8）求出。

\(P_{cond\_H} = I_{SH\_rms}^{\hspace{2em} 2} \cdot R_{DS(on)}\)　(7)

\(I_{SH\_rms} = \sqrt{D \left( I_0^2 + \displaystyle \frac{\Delta I_L^2}{12} \right)}\)　(8)

以上就是高边SiC MOSFET \(S_H\)产生的开关损耗、导通损耗及\(C_{oss}\)损耗。

低边SiC MOSFET S_L产生的损耗

接下来，我们来了解一下低边SiC MOSFET \(S_L\)产生的损耗。

State 7、State 11及State 1是死区时间。流向低边SiC MOSFET \(S_L\)的体二极管的导通电流会产生损耗[公式（9）]。

\(P_{body} = I_1 \cdot V_F \cdot T_{dead\,1} \cdot f_{sw} + I_2 \cdot V_F \cdot T_{dead\,2} \cdot f_{sw}\)　(9)

在State 8～10中，低边SiC MOSFET \(S_L\)会产生到导通损耗[公式（10）]。此时的有效电流通过公式（11）求得。

\(P_{cond\_L} = I_{SL\_rms}^{\hspace{2em} 2} \cdot R_{DS(on)}\)　(10)

\(I_{SL\_rms} = \sqrt{(1 – D) \left( I_0^2 + \displaystyle \frac{\Delta I_L^2}{12} \right)}\)　(11)

低边SiC MOSFET \(S_L\)的\(C_{oss}\)充放电损耗在\(S_L\)导通时（State 8）通常会被忽略，这是因为Coss电荷已经通过电感电流\(I_L\)被放电而成为ZVS（Zero Voltage Switching）。
以上就是低边SiC MOSFET \(S_L\)产生的损耗。

反向恢复损耗PQrr

反向恢复损耗\(P_{Q\_rr}\)发生的时间点是在State 3，是由低边SiC MOSFET \(S_L\)的体二极管的反向恢复特性引起的损耗[公式（12）]。该损耗由高边SiC MOSFET \(S_H\)和低边SiC MOSFET \(S_L\)共同导致，在这里为了简单起见，归在高边SiC MOSFET产生的损耗中。

\(P_{Qrr} = 0.5 \cdot V_{in} \cdot Q_{rr} \cdot f_{sw}\)　(12)

总损耗

综上所述，高边SiC MOSFET \(S_H\)和低边SiC MOSFET \(S_L\)的总损耗分别通过公式（13）和公式（14）求得。

\(P_{SH} = P_{sw} + P_{cond\_H} + P_{Coss\_H} + P_{Qrr}\)　(13)

\(P_{SL} = P_{cond\_L} + P_{body}\)　(14)

尤其是关于开关损耗\(P_{sw}\)，由公式（2）和公式（4）可知，Qgd（对栅-漏电容充电的米勒平台电荷量）越小，\(T_{rise}\)/\(T_{fall}\)的时间越短，因此公式（1）中的开关损耗\(P_{sw}\)得以降低。通过将Qgd降低至第3代SiC MOSFET的一半左右，第4代SiC MOSFET可实现更低的开关损耗。

这将有助于提高DC-DC转换器的开关频率，另外，在负载变化率大且整体上多以轻负载模式运行的EV中，可有效降低损耗，从而延长续航里程，降低运行成本。使用第4代SiC MOSFET所带来的这些效果，将会给客户来带很大的优势。

 

DC-DC转换器实机验证

为了确认上一节中提到的损耗分析在实际应用产品中的具体反映，我们将第4代SiC MOSFET安装在以下规格的降压型DC-DC转换器中，进行了实际应用验证。表1中是DC-DC转换器和SiC器件的规格。用来调整开关速度的外置栅极电阻\(R_{g\_ext}\)采用的是3.3Ω，这个值可以平衡高速开关与振铃和浪涌。图4是（a）DC-DC转换器电路和（b）半桥部分使用的第4代SiC MOSFET评估板（内置去耦电容）。电感器L、输出电容器Co以及输入大容量电容器是外接的。另外，为了进行比较而使用了第3代SiC MOSFET。

图5是50kHz条件下导通和关断时的\(V_{GS}\)、\(V_{DS}\)、\(I_D\)波形（右列波形）。左侧是将导通时（右列波形中绿色虚线包围的区域）的波形放大后的样子。从放大后的波形可以看出，导通时的上升时间\(T_{rise}\)非常短，仅有20ns左右。

图6是该DC-DC转换器的效率（左侧）和损耗（右侧）测试结果。从测试结果可以看出，在轻负载（1kW附近）条件下，开关损耗（固定损耗）非常小——这也是第4代SiC MOSFET的特点，所以效率得以显著提高。另外， 在重负载（5kW附近）条件下，与第3代SiC MOSFET相比，第4代SiC MOSFET的损耗降低达15W以上。

图7是对DC-DC转换器的损耗分解进行理论分析后的结果。已经确认损耗降低了约15W。另外还可以看出，尤其是高边SiC MOSFET \(S_H\)的开关损耗和反向恢复损耗\(PQ_{rr}\)大幅降低，为改善整体损耗发挥了重要作用。

 

在EV应用中使用第4代SiC MOSFET的效果

在对降压型DC-DC转换器进行实机验证后，本文将通过具体的应用实例，来展示第4代SiC MOSFET在EV（电动汽车）电源解决方案中的使用效果。

EV的功率转换系统是由OBC（车载充电器）、辅助设备用隔离型DC-DC、升压型DC-DC和牵引逆变器组成的。我们针对其中的牵引逆变器，接入电机试验台实施了模拟行驶试验，通过试验结果来介绍第4代SiC MOSFET的特性是如何为用户带来效益的。另外，我们还会通过构成OBC的图腾柱PFC，来介绍在实际应用的电路板上使用第4代SiC MOSFET所带来的效率提升效果。

EV应用

EV（电动汽车）有多种类型。如图8所示，在BEV（纯电动汽车）、HEV（混合动力汽车）、PHEV（插电式混合动力汽车）和Series HEV（串联式混合动力汽车）等不同的产品类型中，电源架构会因具体用途而有所不同。其中，最近备受关注的是BEV的双向/快速充电应用中的电池电压为400V或800V的电源架构。

图9是BEV电源架构框图示例。这里的OBC（车载充电器）采用的是V2G（Vehicle To Grid）技术，双向图腾柱PFC和双向CLLC（对称LLC）是最近备受关注的电路拓扑。电力从该OBC的输出端供应给辅助电源用DC-DC转换器、电池、逆变器升压用和主驱牵引逆变器。

装入牵引逆变器实施模拟行驶试验

本节将介绍牵引逆变器的基本工作和在EV中的评估系统（电机试验台的测试环境）。然后，我们将使用其测试结果，按照乘用车油耗测试方法WLTC实施模拟行驶仿真，并通过示例来了解使用第4代SiC MOSFET改善电耗的效果。

逆变电路的工作
随着机电一体化（电机、减速器、逆变器）进程加速，降低损耗在实现高电压、高输出、小型轻量逆变器中的重要性日益凸显。这是因为降低损耗与EV的电耗性能是息息相关的。

如图10所示，为了驱动动力总成系统中的电机，牵引逆变器会将电池中存储的直流电转换为三相交流电。逆变器由三个半桥结构（每个半桥是1个桥臂，共3个桥臂）组成。三相交流波形按照与电机转速同步的频率信号波（基准正弦波）设置，三角波（调制波）按照决定开关频率的载波频率设置。提供给电机的电压是通过在生成PWM信号的过程中改变三相交流电和三角波的电平来实现的。

 

电机试验台的测试环境
表2中列出了电机试验台以及供试逆变器中搭载的SiC器件的主要规格。供试逆变器由内置第4代SiC MOSFET裸芯片的二合一功率模块组成。

图11为电机试验台的测试环境，图12为供试逆变器（DUT Inverter），图13为控制系统框图。通过供试逆变器的三相UVW动力线来驱动供试电机。供试电机与负载电机连接，负载电机根据车辆参数计算出的行驶阻力进行负载扭矩控制，可进行目标车辆参数的模拟行驶实验。关于行驶阻力，如图14和公式（15）～（18）所示，考虑到了空气阻力FAD、滚动阻力FRR、坡道阻力FRG、加速阻力FACC。

\(F_{AD} = \displaystyle \frac{1}{2} \cdot C_d \cdot A \cdot \rho \cdot v^2\)　(15)
\(F_{RR} = \mu \cdot m \cdot g \cdot \cos \theta\)　(16)
\(F_{RG} = m \cdot g \cdot \sin \theta\)　(17)
\(F_{ACC} = (m + \Delta m) \cdot \alpha\)　(18)

模拟行驶所用的国际标准WLTC模式油耗测试
图15所示的WLTC（Worldwide harmonized Light duty driving Test Cycle：全球统一轻型车辆测试循环）是乘用车等的尾气排放量和油耗测试方法（WLTP：Worldwide harmonized Light vehicles Test Procedure）中规定的车辆行驶测试循环。WLTP是由联合国欧洲经济委员会在2014年举办的第162届联合国世界车辆法规协调论坛（WP29）上被采用为全球统一汽车技术法规（GTR：Global Technical Regulation）的。该循环由低速、中速、高速和超高速（Low、Middle、High、Extra-High）四个部分组成，在日本，检测供试车辆的尾气排放量和油耗时不包括超高速（Extra-High）段的测试循环。

 

使用前述的电机试验台，输入基于WLTC测试循环的模拟行驶测试条件，在逆变器中分别使用了第4代SiC MOSFET和IGBT的两种情况下，进行了行驶电耗测试。

图16是针对C级EV的电耗测试结果。结果证明，如果用第4代SiC MOSFET取代传统的IGBT，可以改善WLTC测试循环各个速度段的电耗。与使用IGBT时相比，整体电耗改善约6%，市区模式下改善约10%。

作为参考，在图17中提供了逆变器效率MAP图（在NT曲线基础上增加了效率信息）。从这里的结果也可以看出，在市区行驶模式中经常出现的高扭矩和低转速范围内，效率显著提升。

下面我们举例来说明改善电耗可以给用户带来哪些效益。从“可以降低单位行驶里程的运行成本（电力成本）”和“可以使用电池容量更小的电池”两方面来考虑可能更易于理解。表3是在郊区模式下的推算的效益示例。与使用IGBT时相比，假设电耗改善5.5%，就意味着1万公里的行驶里程可以节省2,000日元，采用100kWh的电池可以节省5.5万日元（表3）。

 

图腾柱PFC实机评估

图腾柱PFC是作为可提高效率的PFC转换器在近年来备受关注的拓扑。另外，为了微电网系统更加稳定，并促进供需平衡，全球范围都在研究V2G（Vehicle To Grid），双向工作也变得越发重要。

 

图腾柱PFC电路工作
图19是电路框图。左桥臂（\(S_1\)、\(S_2\)）用于高频开关，右桥臂（\(S_3\)、\(S_4\)）用于工频（低频）整流。通过对\(S_3\)和\(S_4\)使用同步整流，可以实现双向工作（V2G）。

图19. 图腾柱PFC框图

图20是不同状态的工作示意图。在商用交流电的“正半周”期间，图腾柱低边开关（\(S_2\)）作为升压转换器进行高频开关（图(a)：期间D）。此时，\(S_1\)进行整流工作（图(b)：期间1-D），但如果体二极管的反向恢复较慢，则会产生较大的功率损耗。SiC MOSFET的反向恢复速度非常快，可以更大程度地减少功率损耗的影响，非常适合用作图腾柱PFC的功率器件。

接下来，在“负半周”期间，图腾柱高边开关（\(S_1\)）作为升压转换器进行高频开关（图(c)：期间D）、\(S_2\)进行整流工作（图(d)：期间1-D）。\(S_3\)和\(S_4\)按照商用交流电的每半个周期切换一次。

 

图腾柱PFC实机评估
为了验证第4代SiC MOSFET在降低图腾柱PFC损耗方面的效果，我们使用实际应用板进行了实验。表4为PFC评估条件以及所用SiC器件的规格。如果输出电压为400V，则与耐压750V的SiC MOSFET相匹配。在这里我们使用的是SCT4045DR。

图21为实际应用板的开关波形。从图中可以看到其开通和关断时间非常短，仅为20ns～30ns。

图22为效率测试结果。当使用第4代SiC MOSFET时，在1.5kW半负载时实现了98%以上的高效率，在3kW满负载时实现了97.6%的高效率。

 

【资料下载】SiC功率元器件基础